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AD834用于直流至500MHz应用:均方根-直流转换、电压控制放大器和视频开关

  AD834是目前最快的四象限乘法器,可用带宽为800 MHz,相比之下,二象限乘法器AD539带宽为60 MHz,四象限乘法器AD734带宽为10 MHz,而四象限乘法器AD534带宽为1 MHz.单芯片结构和高速度使AD834非常适合平衡调制和解调、

  AD834并未牺牲精度来实现速度。与所有ADI乘法器一样,该器件在制造过程中使用激光调整对输入和输出失调执行零点校准,建立精确缩放。典型应用中,总静态误差可保持在0.5%以下。

  它提供商用、工业和军用温度范围内的8引脚塑封DIP、SOIC和陶瓷封装,采用5 V电源供电。

  使用AD834的主要挑战在于其电流模式输出级。为了尽可能维持最高带宽,AD834输出采用开路集电极的差分电流对形式。当需要较传统的接地基准电压输出时,这一形式很不方便。因此,本应用笔记讨论将上述电流精确转换为单端接地基准电压的方法。

  这些应用包括宽带均方检波器、均方根-直流转换器、双宽带电压控制放大器、高速视频开关和变压器耦合输出电路。许多情况中,这些应用为用户提供了完整和成熟的解决方案,包括关键器件的建议电压源。

  AD834是ADI公司不断追求高精度模拟信号处理的成果,图1以框图形式提供其示意图。具体而言,它融入了ADI二十年来在制造模拟乘法器方面的宝贵经验。器件使用激光调整薄膜电阻,通过3 GHz外延双极性晶体管工艺构建而成。由于特别注重细微之处,失线显示了较详细的简化电路示意图。

  将X和Y输入应用于具有285 跨阻和约25 k小信号输入电阻的高速电压电流(V/I)转换器。两个输入端的满量程输入电压为1 V.输入偏置电流通常为45 A.因此,差分对两个输入端的直流电阻必须相等,以便将失调电压降至最低,正如运算放大器一样。输入端电阻还会将高频振荡的风险降至最低。使用建议的电源电压时,V/I转换器的共模范围为1.2 V.在该范围内,差分输入呈现70 dB的共模抑制,对于 100 kHz的范围是保守额定值。V/I转换器内的偶数阶失真本身较低,同时内置失真消除电路,通常可将奇数阶非线性减小至0.05%.

  乘法器内核是一种大家熟悉的跨导线性电路。跨导线]利用了双极性晶体管的基极-发射极电压(VBE)与集电极电流(Ic)之间的精密对数关系。跨导线性电路的输入和输出信号始终采用电流形式。内部节点的电压摆幅很小,因此不必对寄生结电容充电和放电,这也是带宽减小和压摆率受限的常见原因。所以跨导线性乘法器单元本身较快;也很容易实施成单芯片形式。不过,如果设计不仔细,这些器件可能引入失真。

  该失真主要是由于内核晶体管内的发射极区域不匹配和电阻(欧姆)引起的(Ref. 2)。根据通道命名的传统惯例,如图2所示,X通道易受上述效应影响,而Y信号路径基本保持线在许多方面类似于共基级或共源共栅电路)。因此,需要尽可能最低失真的信号应始终由Y通道处理。例如,在平衡调制器应用中,载波(本振电压)应施加于X输入,基带信号则施加于Y输入。

  内核输出采用差分电流对形式。现在,这些电流的缩放通常通过在X输入端的V/I转换器内调节偏置电流来控制,该转换器还会决定以二极管形式连接的晶体管(Q1和Q2)内的电流。

  在经典电压输出乘法器中,吸收不可避免的电阻不匹配所需的调节范围很小,此调整比例因子的方法可以接受。但在AD834中,传递函数涉及两个输入电压VX和VY、调整电压(在带隙基准电压源电路内生成,调整至精确值,这里假设为1 V)和输出电流lW:

  此表达式中,电阻值R决定输出电流的校准。制造时,薄膜电阻的初始不确定性可高达20%,调整比例因子的常规方法会导致其他折衷(例如损失X输入V/I转换器内的可用信号范围)。

  因此,AD834在内核后使用吉尔伯特增益单元[Ref. 3]来提供有效值R的所需调节,此调节实际上通过调整电流IG,从而改变该单元的电流增益来实现。IG调整后,R有效值为250 ,当两个输入端均处于满量程值1 V时,可产生4 mA的满量程输出电流。典型电流增益为1.6,由于此类型的放大器很快且会缓冲内核输出,乘法器的总体带宽实际上强于直接使用内核输出。

  来自内核的偏置电流和增益设置电流IG产生较大稳定电流(通常为8.5 mA),该电流流入输出W1和W2(引脚4和5)。仅将差分输出精确指定为4 mA.

  输出电流可用各种方式转换回至电压。最简单的情况下,可能使用连接到正电源的负载电阻,但这些电阻不会将(两个)差分输出转换为单端电压。

  为了让AD834正常工作,必须将输出引脚(4和5)拉至V+以上,以避免Q7至Q10发生饱和。为了免去独立电源的麻烦,此处包含的几个电路使用与AD834正电源引脚(6)串联的降压电阻;高于去耦所需值。

  该降压电阻降低了引脚6的电压,从而为输出晶体管提供了额外偏置余量。例如,在图3所示的均方电路中,169 降压电阻两端的11 mA静态电流产生1.86 V的裕量。由于仅旨在对电源进行去耦,与引脚3的负电源串联连接的去耦电阻仅为10 。

  本应用笔记大部分是关于载入输出的更有效方式。例如,由于经过完全校准,两个或更多个AD834的输出可通过并联连接来精确求和,如本应用笔记稍后讨论的均方根应用。

  首先我们来讨论一下均方检波器(图3),其输出是与输入功率成正比的直流电压。该电路仅需要校准信号发生器和直流电压表就能说明AD834的超高速特性,因此非常有用。

  输入信号被施加于并联连接的X和Y输入。瞬时输出电流因此与输入电压的平方成正比。幅度为A的正弦输入电压的平方是两倍频率下的失调余弦:

  由于4.7uF电容使用紧凑但有损的Z5U电介质材料,而22 uF电容使用在最高频率下也能确保良好滤波的高Q NPO电介质,两个电容并联连接。请注意,4.7uF电容的容差为-20%至+80%,因此其-3 dB频率不精确,不过通常并不需要器件具有精确特性。进一步滤波由从AD711运算放大器的反馈电阻分流的电容执行,电容配置为具有65 Hz的-3 dB频率。

  对于所示电路,1 kHz输入将产生均方值加-42 dB 2 kHz纹波;对于100 kHz输入,纹波仅为-80 dB.由于输出带宽受限,可以使用具有充足共模范围的通用低速运算放大器,从而消除电平转换需要。放大器差分增益可适当选择以提供方便的比例因子。

  图3所示电路的满量程增益如下计算。1 V(峰值)正弦输入的平均输出电流为2 mA,在每个50 输出负载电阻两端产生100 mV电压或200 mV差分电压。放大器配置为2.5的差分增益(反馈电阻对源电阻),从而对1 V rms输入产生0.5 V直流输出的电路增益。

  该电路的带宽由封装电容和电感限制。在8引脚cerdip封装中,由于封装谐振,乘法器响应通常在500 MHz开始上升,在800 MHz到达峰值,然后滚降。输入端的24.9 电阻抑制谐振,产生在800 MHz前基本平坦的响应。(表贴封装AD834的封装电感不同。)图4显示了整个频率范围内三种不同

  电平的结果,使用图5所示的测试配置。忽略与高阻抗输入串联的24.9 电阻,图3所示均方电路的输入电阻为50 .由于满量程输入范围为1 V,在正弦输入假设下,50输入负载的最大可测量功率为10 mW(20 dBm)。

  配置为获得更大的输入范围,输入端具有50串联电阻的分压器将缩减AD834上的电压,同时维持适当的端接电阻。例如,如果将输入信号施加于与5接地电阻串联的45 电阻,则从分压器中间节点截取AD834输入将给输入信号带来20 dB的衰减,同时维持50 (45 + 5 )的端接电阻。

  低功率信号的检测受限于运算放大器的直流失调和共模抑制。例如,运算放大器内仅存在1 mV失调时,对应于50两端22.4 mV rms的-20 dBm信号将产生4.5%的误差。如果AD834 X通道失调仅为2 mV,可产生10%的误差。

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